功率因数校正(PFC)电路-教程

文章详细介绍了在SMPS设计中配置功率因数校正电路或PFC电路的不同方法，并解释了这些拓扑的最佳实践选项，以使其符合现代PFC限制指南。

设计高效的电源电路从来都不是一件容易的事，但是随着时间的推移，研究人员已经能够解决大多数相关问题，而且在同样的情况下，现代SMPS设计也在以最佳可能的结果进行优化，由于新兴的监管标准在现代电源装置实施更严格的质量参数方面发挥了重要作用。

PFC指南

现代电力供应质量限制是相当积极的制定，共同努力的制造商，供应商和其他有关的管理机构。

在现代电源设计的许多质量参数中，功率因数校正(PFC)实际上是以谐波消除的形式被IEC 61000-3-2规定为强制性要求。

因此，为了满足这些严格的现代法律，设计人员不得不在其电源设计中设计功率因数校正级时面临更严峻的挑战，并且随着电源的规格和应用范围越来越大，对于竞技场上的许多制造商来说，构建合适的PFC电路并不是一件容易的事。

介绍的教程是专门为所有那些协会和专业人士谁是进入制造或反激式开关电源的设计根据他们的个人要求，为他们提供最理想的PFC设计和计算。

这些教程中包含的讨论将帮助您设计功率因数校正电路，即使是在高达400瓦、0.75安培的范围内的非常大的单元。

读者还将有机会了解如何选择单级隔离转换器，其中也包括LED驱动器。逐步的设计指南和指令，以及系统级别的比较，将会启发许多积极参与电力电子领域的设计人员，为他们的具体应用需求去着手最优的方法

功率因数校正物镜

由于一些先进的相关集成电路(ICs)的出现，现代SMPS(开关电源)单元内的功率因数校正电路优化可能在最近的过去得到发展，这使得制定不同的PFC设计具有特定的操作模式和个人挑战处理能力成为可能。

随着SMPS拓扑结构范围的不断扩大，PFC设计和实现的复杂性也在不断增加。

在第一个教程中，我们将学习关于设计的操作细节，这是大多数专业人士首选的修正。

基本上，功率因数校正有助于优化离线电源的输入电流，从而能够提高可用电源输入的实际功率。

根据正常要求，给定的电气设备必须将自身模拟为具有纯电阻率的负载，以使其具有零无功功率消耗。

这种情况导致几乎零输入谐波电流的产生，换句话说，它允许消耗的电流完全与输入电源电压的相位一致，而输入电源电压通常是正弦波的形式。

这一成就有助于设备以最优和最有效的水平消耗来自电源的“实际电力”，从而减少电力浪费，提高其效率。

这种有效的用电不仅有助于设备以最有效的方式展示自己，而且也有助于公用事业公司和相关的资本设备。

上述特征还使电源线不受谐波和网络内设备间产生的干扰。

除了上述优点外，在现代电源装置中包括PFC也是为了符合欧洲和日本IEC61000-3-2规定的监管要求，所有电气设备都应符合该要求。

上述规定适用于大多数按D类设备标准额定值在75瓦以上或更高的电子器具，并订明最高至39次谐波的线频谐波幅值。

除了这些标准，自2008年以来，PFC还被用于确保其他效率，如对计算机至关重要的能源之星5.0，以及对电源系统和电视机至关重要的能源之星2.0。

功率因数定义

功率因数校正(PFC)或功率因数校正(Power factor Correction)可定义为实功率与视在功率的比值，表示为:

PF=实际功率/视在功率，其中实际功率以
瓦特，而视在功率以VA表示。

在该表达式中，实际功率被确定为一个相位或周期内电流和电压瞬时乘积的平均值，而视在功率被视为电流的RMS值乘以电压。

这表明，当电流和电压的对应物为正弦波且彼此相位差时，所产生的功率因数为1.0。

然而，当电流、电压参数为正弦波而不相位角时，功率因数为相位角的余弦。

上述功率因数条件适用于电压和电流均为纯正弦波的情况，以及伴随负载由电阻性、电感性和电容性组件组成的情况，这些组件可能本质上都是非线性的，不随输入电流和电压参数调整。

开关电源拓扑结构由于其电路的上述特性，通常将非线性阻抗引入电源线。

开关电源的工作原理

smp电路主要包括整流阶段的输入可以是半波和全波整流和滤波电容器补充的整流电压的峰值水平的输入提供正弦波,直到下一个正弦波峰值出现时间和重复这个电容器的充电周期,从而产生所需的峰值恒定电压。

在交流电的每个峰值周期对电容器充电的过程要求输入端必须配备足够的电流，以满足开关电源在这些峰值间隔之间的负载消耗。

该周期是通过倾倒大电流进入电容器迅速，这是通过放电应用到负载，直到下一个峰值周期到达。

对于这种不均匀的充放电模式，建议从电容器的脉冲电流额定比负载的平均要求高15%。

我们可以在上图中看到，尽管存在大量的失真，但电压和电流参数显然是同相的。

但是，如果我们将“相角余弦”项应用于上述情况，将导致关于电源功率因数为1.0的错误推断

上下波形表示电流的谐波含量。

此处，与100%的振幅相比，表示“基波谐波含量”，而高次谐波表示为基波振幅的补充百分比。

然而，由于实际功率仅由基波分量确定，而其他补充谐波仅代表视在功率，因此实际功率因数可能非常低于1.0。

我们把这种偏差称为畸变因子，它从根本上导致了开关电源单元中功率因子的不统一。

真实和表观权力的表达

解决实际功率和视在功率之间关系的一般表达式可给出如下：

其中cosΦ表示电流/电压波形之间相位角Φ产生的位移因子，cosΦ表示畸变因子。

参考下图，我们可以看到一个完美的功率因数校正的情况。

我们可以看到，这里的电流波形相当理想地复制了电压波形，因为两者显然是运行在同相和同步彼此。

因此，这里可以假设输入电流谐波几乎为零。

功率因数校正与谐波降低

看看前面的插图，很明显功率因数和低谐波彼此同步工作。

一般认为，如果概述了各谐波的限值，则通过消除附近其他设备的干扰电流干扰，可能有助于限制电源线中的输入电流污染。

因此，当输入电流的处理被称为“功率因数校正”时，输出的细化幅度被理解为根据国际准则的谐波含量。

对于SMPS拓扑，通常是近似于单位的位移单元，导致功率因数与谐波失真之间存在如下关系。

在表达式中，THD表示总谐波失真为基波成分上有害谐波的二次和，表示相关谐波成分相对于基波成分的相对权重。另一个方程关联THD的绝对值，而不是百分比，表示THD必须基本为零，以创建统一PF。

功率因数校正的类型

上图中的输入波形特性演示了在输入整流器配置和滤波电容器之间引入的SMPS设备的典型“有源”型功率因数校正，以及通过PFC集成电路控制过程以及相关电路，以确保输入电流一致地跟随输入电压波形。

这种类型的处理可以被认为是现代SMPS电路中使用的最普遍的PFC类型，如下图所示。

话虽如此，建议的PFC仅使用使用集成电路和半导体的“有源”版本并不是强制性的。通常欢迎其他形式的设计，以保证PFC的合理数量低于规定。

人们注意到，事实上，通过控制峰值并通过与输入电压同步地均匀分配电流，替换“有源”对应物位置的单个电感器能够非常满意地抑制谐波。

无源PFC设计

然而，这种形式的无源PFC控制可能需要一个相当大的铁芯电感，因此可以用于紧凑不是一个关键要求的应用。(12页)

无源单电感器似乎是PFC的快速解决方案，但对于高瓦数应用，由于其尺寸大得不切实际，其尺寸可能开始变得无趣。

在下面的图表中，我们可以看到三个数字的250瓦PC SMPS变体的输入特性，每个数字代表一个等效比例因子的电流波形。

我们可以很容易地看到，与有源PFC滤波器相比，基于无源电感的PFC获得的电流峰值高出33%。

尽管这可能能够通过IEC610003-2标准，但它肯定不会与最近更严格的0.9PF需求规则相符合，并且将按照QC新的标准设置。

基本框图

由于持续的电子市场趋势,我们可以看到铜成本上升以及磁核过程和现代的引入,更便宜的半导体材料,它不会感到惊讶,如果我们注意到有源PFC比被动方法变得非常受欢迎。

这一趋势在未来将会更加强劲，为许多SMPS设计师和制造商提供越来越先进和增强的PFC解决方案。

比较输入线谐波与IEC610003-2标准

在下图中，我们可以看到三个单独的250瓦PC SMPS结果的痕迹，参照IEC6000-3-2的限制。该规定适用于所有D类电子产品，如pc、电视、显示器等。

所示谐波含量限值根据设备的输入功率固定。对于与灯有关的产品，如LED灯，CFL灯，C类限制通常遵循，这是等同于与他们的输入瓦数限制。

其他非传统电子产品发现其PFC限制设置与最小600瓦输入功率成比例。

如果我们观察被动PFC轨迹我们发现它几乎不符合设定的限制限制，只是一种触摸和移动的情况(在谐波3)

无源功率因数校正特性分析

在下图中，我们可以看到为传统PC电源设计的无源PFC电路的经典示例。这里值得注意的是PFC电感的中心抽头与输入线输入电压的连接。

在220V选择模式（开关打开）下，整个两段电感器与整流网络一起工作，就像全桥整流电路一样。

然而在110V模式(开关关闭)，只有50%或一半的线圈是利用线圈的左侧部分正在实施，而整流部分现在被转换成半波整流倍频电路。

由于220V的选择在全波整流后必然会产生330V左右的电压，这就构成了SMPS的母线输入，并有可能根据输入线电压出现明显的波动。

线路图例子

虽然这种无源PFC设计可能看起来相当简单和令人印象深刻的性能，但它可能会展示一些显著的缺点。

除了PFC的体积庞大，影响其性能的其他两件事是首先，包括一个机械开关，使系统在操作单元时容易受到可能的人为错误，以及相关的磨损和撕裂问题。

其次，线路电压不稳定导致在成本效益和与PFC输出相关的直流到直流功率转换精度方面相对低效。

临界传导模式(CrM)控制器

控制器级称为临界传导模式，也称为过渡模式或边界传导模式（BCM），控制器是可有效用于照明电子应用的电路配置。尽管这些控制器的易用性没有任何麻烦，但它们相对来说比较昂贵。

下图1-8展示了一个常规的CrM控制器电路设计。

典型地，一个CrM控制器PFC将拥有上面所示的那种电路，可以借助以下几点来理解:

参考乘法器级的输入从具有低频极的相关误差放大器输出接收适当尺寸的信号。

乘法器的另一个输入可以参考从整流交流线路输入提取的稳定的直流箝位电压。

因此，乘法器的合成输出是误差放大器输出的相对直流电与交流输入的全波交流正弦脉冲形式的参考信号的乘积。

乘法器级的输出也可以以全波正弦波脉冲的形式出现，但与用作输入电压参考的应用误差信号（增益因子）成比例适当缩小。

这个源的信号幅度被适当地调整，以实现正确指定的平均功率，并确保一个适当的稳压输出电压。

负责处理电流幅值的级使电流按照乘法器的输出波形流动，然而线频电流信号幅值(平滑后)可预期为乘法器级的参考值的一半。

这里，电流整形电路的操作可以理解为如下：

参考上图，Vref代表从乘法器级输出的信号，该信号进一步馈送至比较器的一个运算放大器，比较器的第二个输入以当前波形信号为参考。

在电源开关上，通过电感器的电流缓慢增加，直到通过分流器的信号达到Vref电平。

这就迫使比较器将输出从On切换到OFF，切断电路的电源。

一旦发生这种情况，电压逐渐斜坡通过电感开始缓慢下降到零，一旦它接触到零，opamp输出恢复和开关再次，循环继续重复。

正如上述特性的名称所表明的那样，系统的控制模式从不允许电感电流在连续和断续开关模式中超出预定的限制。

这种安排有助于预测和计算运算放大器输出结果的平均峰值电流水平之间的关系。由于响应是以三角波的形式出现的，因此波形的平均值恰好代表了三角波实际峰值的50%。

这意味着三角形波的电流信号的合成平均值将=电感电流x R sense或简单地将opamp预设参考电平（Vref）的一半放入。

使用上述原理的调节器的频率将取决于线路电压和负载电流。在较高的线路电压下，频率可能高得多，并且可能随着线路输入的变化而变化。

频率箝位临界传导模式(FCCrM)

尽管CrM控制器在各种工业电源PFC控制应用中很受欢迎，但上面所介绍的CrM控制器存在一些固有的缺陷。

这种有源PFC控制的主要缺陷是它的频率不稳定相对于线路和负载条件，表现为随着负载较轻和线路电压较高，频率会增加，而且每次输入正弦波都接近过零。

如果试图通过添加频率钳位来纠正此问题，则会导致输出电流波形失真，这似乎是不可避免的，因为“Ton”未针对此程序进行调整。

然而，一种替代技术的发展有助于实现真正的功率因数校正，即使在不连续模式(DCM)。其工作原理可在下面的图和所附的方程中进行研究。

参考上图，线圈峰值电流可通过以下公式计算：

开关周期平均线圈电流与引用(这是另外假定的瞬时线电流给定的切换周期,由于开关频率通常高于线频率的线电压发生变化),公式表示:

结合以上关系，对术语进行简化，得出如下结论:

上面的表达式清楚地表明并暗示，如果一个方法被实现，其中的算法要小心维护吨。在一个恒定的水平，它将使我们能够达到一个具有单位功率因数的正弦波线电流，即使在不连续的工作模式。

尽管上述考虑揭示了所提出的DCM控制器技术的一些明显的好处，但由于相关的峰值电流水平，它似乎不是理想的选择，如下表所示:

为了达到理想的PFC条件，一个明智的方法是实现一种条件，将DCM和Crm操作模式合并，以从这两个对对物中提取出最好的结果。

因此,当负载条件不重,CrM在高频运行,电路的DCM模式操作,以防当负载电流高,CrM条件允许存在,电流峰值不倾向于穿过不良高限制。

这种跨两种建议的控制模式的优化可以在下图中得到最好的可视化，其中合并了两种控制模式的好处，以实现最理想的解决方案。

继续传导模式

PFC的连续传导模式由于其灵活的应用特性和范围以及相关的几个优点，在开关电源设计中可能会非常流行。

在该模式中，电流峰值应力保持在较低水平，从而使相关元件内的开关损耗最小化，此外，输入纹波以相对恒定的频率呈现在最小水平，这反过来使平滑过程更简单。
需要更详细地讨论与CCM类型PFC相关的以下属性。

Vrms2控制

大多数PFC设计普遍采用的一个重要特性是参考信号，它需要是整流输入电压的步进模拟。

最后将输入电压的最小整流等效物应用到电路中，以形成输出电流的正确波形。

正如上面所讨论的，乘法器电路级通常用于此操作，但正如我们所知，乘法器电路级可能比传统的双输入乘法器系统成本效益相对较低。

下图显示了一个典型的布局示例，展示了连续模式PFC方法。

可以看出，在这里，借助于平均电流模式PWM触发升压转换器，该PWM负责参考命令电流信号V（i）确定电感电流（转换器的输入电流）的尺寸，该命令电流信号V（i）可以被视为输入电压V（in）与VDIV比例的缩小等效值。

这是通过将误差电压信号与输入电压信号的平方(由电容Cf平滑，以创建一个参考输入电压水平的简化比例因子)来实现的。

虽然你可能会觉得看到误差信号除以输入电压的平方有点尴尬，但这个措施背后的原因是创建一个环路增益(或瞬态相关响应)，它可能不是基于输入电压触发。

在分母处电压的平方与Vsin值以及PWM控制的传递函数(电感器的电流曲线斜率与输入电压的比例)相中和。

然而，这种形式的PFC的一个缺点是乘法器的灵活性，这迫使该阶段的设计有点过度，尤其是电路的功率处理部分，因此即使在最坏的情况下，它也能承受功耗。

平均电流模式控制

在上图中，我们可以看到乘法器V（i）产生的参考信号如何表示波形的形状以及PFC输入电流的缩放范围。

所指示的PWM级负责确保平均输入电流与基准值保持一致。该程序通过平均电流模式控制器级执行，如下图所示。

平均电流模式控制基本上配置为参考控制信号Icp调节平均电流（输入/输出），而控制信号Icp又是通过误差放大器电路级采用低频直流回路产生的，这只不过是对应于信号Vi的等效电流，如上图所示。

级电流放大器作为电流积分器和误差放大器的功能，以调节波形的形状，而通过Rcp产生的Icp信号负责执行直流输入电压控制。

为了确保电流放大器的线性响应，要求其输入类似，这意味着通过R（分流器）产生的电位差需要类似于Rcp周围产生的电压，因为我们不能通过电流放大器的非反相电阻器输入直流电。

电流放大器产生的输出被认为是“低频”误差信号，这取决于分流器的平均电流以及Isp的信号。

现在，振荡器产生锯齿信号，用于将上述信号与之进行比较，就像电压模式控制设计一样。

这就产生了通过比较上述两种信号而确定的pwm。

高级PFC解决方案

上面讨论的各种PFC控制方法(CrM, CCM, DCM)及其变体为设计人员配置PFC电路提供了多种选择。

然而，尽管有这些选择，在效率方面实现更好和更先进的模块的一致探索，使更复杂的设计为这些应用诊断成为可能。

我们将对此进行更多讨论，因为本文更新了关于该主题的最新信息。