简单的10瓦放大器电路解释

该帖子全面解释了3个易于构建的10瓦功率放大电路，可以使用电阻、晶体管和mosfet等分立部件构建。在这些设计中使用的mosfet是普通的IRF540和IRF9540，它们很容易在市场上得到利用，而且非常便宜。

真互补10瓦放大器电路

下面图1中的第一个设计描述了一个基本的、真正互补的10瓦MOSFET放大器的电路设计。这是一个众所周知的配置，其中公共发射器输入阶段(Tr1)直接驱动公共发射器驱动阶段(Tr2)。随后，这操作了一对互补发射极跟随输出晶体管，或者在这种情况下互补源跟随输出晶体管。

反馈偏置

由于R6通过放大器输出(Tr3和Tr4源)提供反馈到Tr1的发射器，在直流几乎有100%的负反馈。这使得输出偏置变得简单，并且大约是电源电位的一半，因为所需要的是使用一个电阻分压器将输入偏置(Tr1的基)到这个水平。R1、R2、R3和C2构成偏置电路。R1和C2过滤掉任何嗡嗡声或噪声，否则会通过偏置网络通过电源线流到放大器的输入。

正常情况下，输出电压的摆动(因此功率)会偏向于电源电压的1/2，以避免剪切和显著的失真。正如我们一会儿将看到的，在这种情况下，最好的结果来自稍微大一点的静态输出电压，因此电路是适当的偏置。

R4是Tr1的集电极负载，其值约为1mA，使Tr1的集电极电流保持在一个合理的水平。Tr2的主要集电极负载是R7, R8也包含在Tr2的集电极负载中。R8通过输出晶体管调整静态偏置电流，并被设置为大约30mA的整体静态电流。

如果输出晶体管使用了双极器件，则使用晶体管或二极管作为偏置电路以实现温度补偿是正常的。这在这里是没有必要的，因为两个输出mosfet有一个负的温度系数，因此，一旦他们在工作时过热，将导致静态输出电流的小下降。

因此，没有热失控的危险，也没有温度控制的要求，因为输出偏置电流的微小减少发生时，输出mosfet加热没有切实的影响。

场效应管与是

与类似电路中的双极器件相比，这种设计中使用的mosfet的一个缺点是效率降低。当在发射极跟随器配置中使用时，晶体管基极的输入电压引起发射极的输出电压大致相等的变化，并且BJT的基极和发射极引脚之间的电压降大约只有0.65伏特。

电压增益并不是完全统一的，但它通常在0.98左右，对于这样一个电路的高效率来说是足够可接受的，当放大器完全供电时，输出电压的摆动距离电源电压水平不太远。

与BJT不同的是，MOSFET器件的栅极阈值电压略高于BJT器件的相应电压，导致输出电压偏移减小。也就是说，对于双极功率放大器，通常为每个输出设备使用达林顿对或其他类似的配置，从而导致基极阈值电压增加两倍以上。

然而，MOSFET器件仍然可以表现出较低的效率，因为它们需要一个较大的栅极源电压，以使它们强烈地偏压到导通，而双极器件只需要比基极阈值电压稍微大一点的基极至发射极电压，就可以达到等效的导通程度。

当采用源从动器模式时，MOSFET器件提供的电压增益明显小于单位电压增益，并且随着输出电流的增加，从栅极到源极的电压降变得更高。

使用引导

自举方法是减少这个问题的一种方法，C5和D1在这个体系结构中提供了自举。D1允许电流在电路空闲时通过R7、R8和Tr2，对电路的影响最小。当输出变为正极时，C5将电压增量连接到D1和R7的连接处。

因此，驱动器级的电源电压通过等效于输出信号正输出电压的变化(减去D1大约0.5 V的电压降)的值完美地增加。

自举信号应该与正电源电压隔离，因此必须加D1。在D1处的电阻在这种类型的电路中是相当标准的(这也被广泛用于双极设计，以增强输出功率)。然而，如果一个电阻是使用D1，那么C5电容将面临一个较低的阻抗，将需要一个较大的值电容，以保证更好的性能在较低的频率。

包含自举网络的想法是，它允许Tr3得到一个大于正电源电压的栅极电压。正因为如此，即使在门极和源极之间有许多伏特的电压降，它也能够产生几乎等于正轨电压的源电位。

自举方法的一个缺点是，它只在一组半周期中产生预期的影响，在本例中是积极的半周期。由于Tr2的集电极电压不能准确地滑到负电源电压，所以Tr4的最小驱动电压仍然是0V，或者实际上更高一点。

由于最低栅极电压略高于0V, Tr4在高输出电流情况下的最低源电压必须比这个栅极电压低许多伏。

为了补偿这一点，一个略高的电源电压将用于放大器通常使用的额定功率和负载阻抗必须使用。如前所述，输出偏置到略高于电源电压的一半，这是必需的，否则输出会在截断正输出峰值之前剪断负峰值。偏置数伏的输出超过源电压的一半，保证了几乎对称的剪切和给定电源电压的最高输出功率。

效率和增益

在规定的设置下，放大器的电压增益大致相当于R6除以R5，或大约10倍(20dB)。但是，通过改变R5的值，电路的电压增益可以在合理的范围内调整以满足特定的需要。就像任何音频放大器布局，效率可能略有不同，从一个样本到下一个。然而，该设计的失真水平似乎与基本的BJT电路等效，在所有输入功率范围的有效谐波失真低于0.1%。

电路的开环增益(即在没有负反馈的情况下的电压)在整个音频频谱上几乎是恒定的，因此在音频频率增加时应该有很小的下降。这种设计中没有任何部件来支持高频滚转或相位校正，这可能会让习惯了这类BJT系统的读者感到惊讶。

功率输出

当使用30伏特(负载)电源时，电路的输出功率通常是6到7瓦有效值到8欧姆的扬声器。大约36伏特的电源可以产生大约10瓦有效值的更大的输出功率，这大概是不能超过的最高负载电源电压。

值得注意的是，输出设备(尤其是Tr4)产生大量热量，因此需要安装在大型散热器上。

使用准互补MOSFET级的10瓦放大器

图2显示了一个相当好的10瓦有效值放大器，采用准互补，B类MOSFET输出级。在正向输出时，源跟踪晶体管(Tr3)工作以驱动负载，并利用自举(由D1和C6提供)在正向输出上提供优越的效率，如早期设计。

在输出为负的时候，负载由Tr3在共源模式下供电，就像之前的电路一样，提供了良好的负输出性能。Tr3伴随着一个运算放大器，其非反相输入连接到放大器的输出(Tr3和Tr4源)。由于信号是通过Tr4反转的，因此在Tr4和1C1之间会产生100%的负反馈。

这导致从1C1的反相输入到放大器的输出的单位电压增益，导致与Tr3相当好的匹配。由于Tr4和1C1产生了几乎精确的统一，所以有一点差异，但Tr3的电压增益(如前所述)将大大低于统一。

然而，由于电路具有大量的一般负反馈，以平衡不匹配和确保最小失真水平，这是很少的实际意义。1C1是一种具有PMOS输入级的器件，因此具有很高的输入阻抗，相当于MOSFET器件。

调整静态电流

驱动级采用共源模式(Tr2)的MOSFET, R9作为一次集电极负载，R10为输出晶体管提供必要的静态偏置电流。为了避免一个大的偏置电流通过输出晶体管(和潜在的伤害这些晶体管作为结果)，R10应该调整到接近零电阻首先。R10可能随后微调增加电阻，直到放大器吸引约30mA的电流。

Tr1作为公共发射极输入级，直接与Tr2绑定，R6作为Tr1集电极负载。尽管在这个基本设计中使用双极驱动级的电路可以在输入级不使用负载电阻的情况下工作(驱动晶体管的基极-发射极结提供了一个高但可行的电阻)，这个电阻必须在这个电路中使用。MOSFET器件的输入阻抗太高，无法提供具有可接受集电极负载电阻的双极晶体管。

本质上，MOSFET设备的输入阻抗是如此之高，以至于如果R6、Tr1不被使用，就会倾向于给Tr2的输入电容充电，而Tr2的输入电容将保持充电，因为没有外部放电通道，而Tr2的栅极至源极电阻太高而无法产生一个。然后Tr2会打开，放大器的输出电压会下降到几乎为零，导致电路在这种情况下进入闭锁模式。当为MOSFET阶段构建驱动电路时，这是必须记住的东西。

R8连接发射极到放大器的输出，导致100%负反馈和统一电压增益在直流。偏置电路由R2到R4对放大器进行偏置，R2和C2一起消除了电源上的嗡嗡声或其他杂散噪声，从而避免通过偏置电路连接到放大器的输入端。R7和C5消除了放大器对音频频率的反馈部分，导致电压增益约20倍(26dB)。

放大器的电压增益可以通过改变R7的值来调整，其中R8除以R7近似对应于电压增益。C4通过将电路的高频响应降至一定的水平来帮助稳定。对于一个设计良好的电路结构来说，很可能不需要C4，但是，仍然建议使用C4，以确保最小可能的射频干扰输出。

使用32伏输入电源，该电路通常会产生10瓦有效值到8欧姆扬声器。在大多数输出水平上，这提供了大约0.1%的整体谐波失真。然而，在剪发前，它确实显著增加。电路在输入端需要大约450mV的均方根来实现峰值功率，而输入阻抗大约60k。

电源电压不能高于36伏，因为这是CA3140在1C1位置使用时的绝对最大电源额定值。如果要实现电路的全输出功率，则峰值输出参数处的电源电流约为600mA。电源必须能够提供这种电流，同时保持32伏的输出电压。实际上，这意味着在非稳定电路中，要么必须使用稳定电源，要么必须使用具有足够次级额定电流的市电变压器(推荐使用24伏1.5安培型变压器，并伴有桥式整流器和3,300 uF滤波电容器)。

晶体管Tr3和Tr4在高输出水平下都会耗散大量的功率，因此必须安装在大型散热器上。

替代10瓦放大器电路

事实上，有许多方法可以制作准互补的MOSFET输出级，下面图3中的电路显示了其中的一种。这采用了一种机制，与在旧的双极准互补电路中使用的机制完全相同。在输出级的顶部，经常使用达林顿对发射极跟随级，在底部的一半有两个带有100%负反馈的普通发射极放大器。

达林顿对发射极跟随器工作时无相位反转，并提供约为单位的电压增益。没有净相移，因为两个发射极跟随放大器分别产生相位反转。由于高度的反馈，它们有效地产生了单位电压增益。因此，这种方法产生了相当好的和对称的结果，即使真正的互补配置现在是可行的和普遍实现的。

在这个电路中，Tr4实质上代替了达林顿发射极跟随器级，Tr5/6是共源输出晶体管，Tr3是Tr5/6的共发射极互补晶体管。R6作为Tr3的集电极负载，获得100%的负反馈就像将Tr3的发射极连接到放大器的输出一样简单。

使用mosfet的缺点

MOSFET器件的这种配置的一个缺点是，MOSFET的阈值电压大于BJT，需要一个非常大的栅极源电压来推动MOSFET器件牢固地进入打开模式。Tr3用于从放大器的输出产生Tr5-6的栅极电压。为了使放大器的输出完全为负，Tr5-6需要有一个非常大的栅极至源极电压，这样就会产生强烈的偏置，然而随着放大器的输出开关变得更加负，Tr5-6所能达到的最高栅极至源极电压会降低。

这导致放大器的整体效率只是普通的。

解决方案

缓解这一问题的一个解决方案，以及在本设计中实现的一个，是将一对MOSFET设备并联，在输出级的公共源位置。这降低了特定输出电流所需的栅偏置电压，通过允许输出电压摆动尽可能接近负电源轨电压来提高效率。

其余的电路配置是基本的，Tr1和Tr2是达林顿共发射极驱动级的基础。R5用于在静态条件下通过输出晶体管建立必要的电流，D1和C3提供自引导，允许Tr4以最大效率运行。

电力供应

该电路在大约36伏特的供电电压下提供与图2类似的效率，尽管增益和输入阻抗有所降低。对于最高输出，在输入端可能需要略高于500mV的有效值，并且输入阻抗约为15k。

另一个简单的10瓦放大器设计

利用R1和R2对单元进行偏置，以产生最佳的静态输出电压水平和净负反馈，提高输出再现性能。D1和C4是引导组件，允许栅极驱动电压到Q3超过正电源电压，提高电路的效率。Q2的主要集电极负载是R3，而PR1被用来在输出晶体管上提供一个静态偏置，导致大约25mA的静态电流摄入。

由于MOSFET器件不易发生热失控，因此在本设计中完全不需要热补偿电路。在现实中，当输出场效应管变热时，静态偏置电流显著下降，尽管不足以造成实质性的交叉失真。

C1是一个电源去耦组件，而C2和C5在输入和输出端提供了相应的直流阻塞。C3通过衰减高频来提高电路的稳定性。尽管事实上，在驱动级的电流只有大约1mA，这应该是足够的，因为mosfet有异常高的输入阻抗，并没有使用大量的输入电流。这是他们与bts相比的主要优势之一。

这种放大器电路的一个缺点是，与双极器件相比，由于更高的阈值电压和mosfet更高的电阻，其效率较低。尽管如此，在大约33 V或类似的供电电压下，电路可以提供10瓦有效值的输出(电流消耗大约为600mA)。对于峰值功率，需要均方根约500mV的输入。